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沒有電磁污染的大功率開關電源

時間：2011-01-24 15:39:47來源：caijuan

導語：?提出了一種新型的沒有電磁污染的三相大功率開關電源主電路拓撲方案，該電路利用單級移相零電壓零電流開關脈寬調制（PS-ZVZCS-PWM）逆變橋完成功率因數校正（PFC）和輸出電壓調節、隔離的雙重功能。

摘要：提出了一種新型的沒有電磁污染的三相大功率開關電源主電路拓撲方案，該電路利用單級移相零電壓零電流開關脈寬調制（PS-ZVZCS-PWM）逆變橋完成功率因數校正（PFC）和輸出電壓調節、隔離的雙重功能；分析了該電路的基本工作原理、關鍵參數的設計計算，并且以輸出功率為36V/400A的直流開關電源作了仿真試驗，仿真結果表明這種新型的單級大功率開關電源功率因數可達到0.995以上，并且開關管在零電壓零電流下通斷，顯著的減小了EMI。

關鍵詞：功率因數校正單級軟開關變換器

1 前言

高頻開關電源技術帶來的“20KHz電源技術革命”，不僅在直流穩壓電源領域占據了主導地位，在許多工業電源領域如電焊機、高頻感應加熱、航空電源、激光電源等領域，也得到了廣泛的應用和迅速的發展。例如2000年度電焊機行業的主要企業所銷售的逆變式電焊機已占直流弧焊機總量的45%，比1999年度增加了45.5% 。開關電源的大量應用，特別是大功率開關電源的應用，給電網帶來了電磁污染的問題，制造了大量的高次諧波和電磁干擾（EMI）。其原因一是由于硬開關的PWM調節方式，電子開關速度很快（ns數量級）在高電壓下導通，大電流下關斷，導致很高的du/dt和di/dt，產生很強的尖峰脈沖，對周圍環境造成電磁干擾。原因之二是開關電源的輸入端采用二極管整流，后接較大的濾波電容，導致輸入電流為一很窄的脈沖波，含有豐富的諧波分量，THD可達40%以上，嚴重超過5%的國家標準。根據日本的統計，樓宇、鐵路、和冶金是三個最大的污染電網的諧波源，幾乎是應用大功率開關電源場合。要消除開關電源對環境的電磁污染，一是要采用軟開關的PWM調節方式，二是在輸入端增加功率因數校正器，這是目前一般采用的辦法。其主要缺點是由于增加了一級校正器，因而控制復雜、成本高、效率低。為此，出現了所謂單級功率因數校正和變換裝置，采用一級變換器同時完成功率因數校正和輸出電壓的調節。目前，這僅在輸入電源為單相的變換器中實現，而且不是軟開關，仍存在EMI；對于污染問題更嚴重的輸入電源為三相三線的較大功率的變換器，則未見報道。

2 系統主回路結構

本文提出的新型單級三相無電磁污染的零開關變換器，只用一個功率變換級和簡單的移相控制。電路圖見圖1。電源經三相功率因數校正儲能電感接到三相整流橋經濾波電容濾波后再給組成的逆變橋供電，逆變橋的兩個頂點經飽和電抗器Ls和隔直電容Cb連接到高頻變壓器T1的原邊，副邊繞組、與快恢復整流二極管RD1、RD2組成的雙半波整流電路，再經高頻濾波電感和濾波電容濾去高頻后輸出穩定直流給負載，完成輸出電壓調節、變壓、隔離的功能。并且，該電路接成星形的輸入濾波電容的中線連接到逆變器超前臂兩開關管、的中間N點，在開關管或導通時為功率因數校正電感構成儲能回路，使它們工作在不連續導電模式（DCM）下，完成功率因數校正功能。仿真結果表明了該新型無污染大功率開關電源具有良好的效果。

3 軟開關逆變器工作原理

為了方便討論，我們首先討論圖1電路作為一個DC/DC變換器時的工作過程，它由作為直流輸入電壓源的濾波電容、移相式零電壓零電流開關PWM（PS-ZVZCS-PWM）控制的4只IGBT開關管、變壓器T、副邊整流濾波輸出電路組成。全橋逆變器采用簡單的移相控制方式，各開關管控制時序和相應的電壓電流波形如圖2所示。g1~g4是IGBT控制脈沖時序，是工作在不連續導電模式（DCM）下的A相功率因數校正電感電流，和分別為變壓器T1原邊電壓和電流。在變換器處于穩定狀態之后，設，開關管、共同導通期間，可飽和電感Ls飽和，相當于短路，原邊電壓為，電源向負載輸出功率；時刻，開關管先關斷（由于開關管并聯緩沖電容，為零電壓關斷），變壓器原邊電流對電容充電、放電，當電容放電到零，自然導通；

時刻完成的零電壓開通；原邊電流經、圖2 逆變器控制脈沖時序及其它關鍵波形

續流，并在諧振電容Cb的作用下迅速下降，當下降至可飽和電感的臨界飽和電流時，可飽和電感退出飽和，阻止原邊電流反向，在時刻關斷，即為零電流關斷；由于可飽和電感還沒有退出飽和，使得延遲一定時間（滯后臂死區時間）在時刻零電流開通；開關管、共同導通，可飽和電感飽和，電源向負載輸出功率。之后，進入下半周期，運行模式與上面所述相似。

4 功率因數校正原理

圖1電路除了作為DC/DC變換器外還作為功率因數校正器（PFC），它由三相高頻濾波電容、運行于不連續導電模式（DCM）下的功率因數校正儲能電感、三相二極管整流橋和全橋逆變器超前臂開關管組成。為了方便分析，作如下假設：

● 各開關器件（包括二極管）視為理想器件。

● 電網電源按A、B、C三相正序對稱，即，，

● 由于開關周期遠遠小于電源交流電周期，在開關周期內，認為電源、、不變。

設當A相電壓和C相電壓大于零，B相電壓小于零時，開關管在一個電源周期內的第n個脈沖（顯然，一個電源周期內有個開關脈沖，第n個脈沖的對應時刻為n ）到來時開通。開關管的開通使P、N點等電位，二極管、導通，為輸入電感、構成獨立回路，由于圖1中輸入電源為三相三線制系統，當高頻濾波電容足夠大時，A、B、C三點電位相當于電源電壓，N點為三相輸入電容星型接法的中點，等效于三相三線制電源的中點，則加在、兩端的電壓分別為相電壓、，而B相電壓小于零，二極管導通，再通過和濾波電容構成回路，加在上的電壓為，由于濾波電容足夠大，在一個開關周期內可認為是恒定值，用直流電源代替，則其等效電路如圖3（a）所示。在此期間，加在電感上的電壓近似于恒定值，電感和的電流和從零開始近似線性增長，在開關管關斷時達到最大值；電感上的電流從負的最大值向零線性減小，各電流變化可由下式給出：

(1)

(2)

(3)

式中 0≤t≤D

很顯然，當一個交流電周期內的第n個脈沖結束時，電感和的電流達到最大值和，電感電流降到零。

圖3（a）開關管開通時等效輸入電路圖3（b）開關管關斷時等效輸入電路

(4)

= 0 (5)

(6)

由此可見，電感電流峰值是近似按照正弦規律變化的。

在超前臂開關管關斷、開通之后，開關管的開通使G、N點等電位，加在電感和上的電壓分別為和，加在電感上的電壓為，其等效電路如圖3（b）所示。在此期間，考慮到整流電壓近似恒定，電感和的電流和從最大值近似線性減小到零；電感的電流從零負向線性增加到負最大值，各電流變化可由下式給出：

(7)

(8)

(9)

式中 0≤t≤(1-D)

顯然，功率因數校正電感工作在不連續導電模式（DCM）下，在超前臂開關管導通時儲能，在關斷時放能，由于采用移相調節方式，開關管反并聯二極管VD1或VD2導通時也相當于超前臂開關管處于通態狀態，其功率因數校正電感電流波形見圖2，則由式（1）和式（7）得出，在一個開關周期時間內流過的電流的平均值為：

(10)

顯然，電感和平均電流也和電感的平均電流一樣近似按正弦規律變化，并且和各自電壓同相。由于系統處于穩定時，各開關管穩定工作，上述分析同樣適合A、B、C三相電壓處于其它值的情況。

在這種主電路中，由(10)式知受開關管導通時間的影響。由于采用移相調節方式，、的導通時間恒定不變，并且輸入電源峰值E、開關周期T和功率因素校正電感L均為恒定值，可見為一正弦函數。由于輸入電感中電流還包含著開關頻率整數倍的高次諧波分量，加一個合適的三相高頻濾波器，這樣，功率因數可達到0.995，THD=1%，比傳統變換器的功率因數要高得多。

5 仿真試驗

為了驗證這種新型單級三相高功率因數零開關變換器的可行性，對圖1這種主電路進行PSPICE仿真。電路參數為：輸入電感 ~ 50 H；開關管并聯電容、 0.01 F；輸入濾波電容 470 F；開關頻率 25kHz；占空比D0.4；變壓器變比7:1；輸出濾波電感 100 H；輸出濾波電容為1 F；輸出36V、400A。其仿真波形如圖4~圖8。圖4為完成輸出調節和功率因數校正雙重功能的超前臂開關管零電壓開關波形，可見由于開關管在零電壓下開通；圖5為工作在電流不連續導電模式（DCM）下功率因數校正電感的電流，可見其包絡線為與該相電壓同相的正弦波形，它包含開關頻率附近的高次諧波；圖6為經過高頻濾波之后得到的電源輸入線電流波形，圖7即為其頻譜，可見除了開關頻率附近還包含極小的諧波外幾乎所有諧波都被高頻濾波電路濾除，其功率因素可達0.995以上。為了對比，給出沒有功率因素校正時電源輸入線電流頻譜如圖8所示。

圖4 額定負載（400A）時超前臂開關管電壓、電流波形圖5 功率因數校正電感電流波形

6 結束語

上述仿真結果表明，該新型單級三相無電磁污染零開關變換器的拓撲結構是正確合理的，該開關電源用在三相三線制中，尤其適合輸出幾十千瓦的大功率并且要求輸入輸出隔離的直流電源系統。該結構以一個功率級在完成功率輸出的快速調節的同時實現功率因數的校正，并且各功率開關管都處于軟開關狀態，減小了電磁干擾，同時由于采用軟開關PWM技術，工作頻率可以比硬開關高得多，體積更小，效率更高，而成本和復雜程度比兩級方案大為降低，因此易于推廣應用，有顯著的經濟效益和社會效益。