在當今眾多的變換器拓撲結構中，反激式拓撲是最常用的一種。盡管很簡單，但這種變換器設計卻賦予很多應用巨大的優勢。近年來，很多更新、更復雜的拓撲結構不斷出現，但反激式變換器設計仍然很流行。

　　這種開關模式電源變換器在中低功率范圍(約 2W 至 100W)內提供了極具競爭力的尺寸、成本與效率比。反激式變換器的操作基于耦合電感器，它實現了電源轉換，同時還可以隔離變換器的輸入和輸出。耦合電感器還支持多個輸出，這使反激式變換器成為多種應用的理想選擇。

　　首先是設計流程。

　　一、確認基本技術參數;

　　溫馨提示：應該養成良好的工作習慣，不管產品的功率有多么小，技術多么簡單，堅持為每一個產品制作出一份詳細的技術規格書。首先要弄清楚自己是要做一個什么樣子的產品，這會讓你的設計思路更加明確，以及如何展開下一步的工作。

　　技術參數分兩種：基本的，詳細的。

　　基本技術參數一般需要列舉的如下(以60W產品為例)：

　　最小輸入電壓： 85VAC

　　最大輸入電壓： 265VAC

　　輸出電壓電流 ： 12V5A(精度1%)

　　最低效率 ： 85%

　　工作溫度 ： -25～+60℃

　　詳細的技術參數比較麻煩，根據不同的情況不同，需要列舉的參數有多又少。一般包括：輸入輸出特性、保護特性、安規、EMC、可靠性、應用環境、產品尺寸、輸入輸出端口定義、產品標簽、外殼標簽、產品包裝等等。

　　輸入輸出特性

　　輸入電壓范圍、輸入頻率、功率因素、最大輸入電流、沖擊電流、輸出電壓范圍、輸出電流范圍、電壓調整率、負載調整率、穩壓精度、紋波峰峰值、整機效率、待機功耗、開機延遲時間、輸出電壓上升時間、容性負載、開關機過沖幅度、動態響應時間、動態響應幅度、以及最小啟動電壓。

　　保護特性

　　輸入欠壓保護點、輸入欠壓恢復點、輸入過壓保護點、輸入過壓恢復點、輸出過壓保護點、輸出短路保護方式、過溫保護點、過溫恢復點

　　溫馨提示：對于一些非標準產品，如果不清楚該列舉那些參數，建議參考競爭對手的產品資料或者行業內最有影響力的供應商。如果這些資料都沒有，就盡量向標準產品的技術指標靠近。

　　二、設計思路 (制定設計方案與參考計算)根據產品的技術規格找出設計難點及解決措施;

　　溫馨提示：不要怕別人超過你，也不要有太多的技術保留，如果你想最大程度的避免失敗。設計方案應該在立項初期就經過廣泛的內部討論，到底選用什么方案(如特別功率器件啊!電容啊!芯片啊!)，多聽取周圍人的意見，久而久之一定受益匪淺。因為立項前期一般是非正式討論，如果是新手，一定要避免占用別人過多的時間(切忌什么都問個不停)。

　　開關芯片選哪家的?EMI電路如何配置?輸入電容取多少?開關頻率?MOS如何選?二極管?磁芯?輸出電容?好多人在這一步不知如何往下走，下一步將重點分析。

　　12V5A，通用輸入，標準的配置就是8N60+MBR20100。

　　需要注意的是，這個參數不是“算”出來的，因為計算值跟實際情況往往差別非常大，有很大的“彈性”。針對如何選型，我們首先要考慮的是公司倉庫里有什么，能不能用到。設計產品時，應該是你設計的變壓器參數(電壓電流應力等)來滿足這些元器件的參數。而不是先設計好變壓器，再去尋找半導體元器件，實際開發過程和教材上說的是不一樣的。所以，你首先要考慮到的是，公司目前有沒有合適的物料。不管是工模電感、半導體，還是電解電容，優先采用庫存物料會大大縮短開發周期和減少各種不確定的因素。

　　物料(參數)選型的第三個原則，也不能說是原則。就是查閱半導體公司提供的各種應用文檔、評估板、設計手冊等等。TI、ON、Fairchild、PI、ST、Infineon都有大把技術文章，而且現在比起前幾年要“友好”很多，都還是中文的，不看可惜了。物料選型時求助于網路，效率應該是最低的。

　　對于60W這個級別的開關電源，我們可以采用下面三種輸入電路，修改若干參數后，前面兩種結構應用在300W以下應該沒有什么問題(需要考慮防雷的場合，輸入端還要加強)。仔細察看這三種結構，會發現他們有所相同也有所不同，最大的區別在共模電感配置這一塊。

　　(注：輸入端的放電電阻畫掉了，圖紙都是剛剛畫的，難免有點小毛病)

　　注：不管有沒有強制要求，不管你的PCB板進出線是端子連接還是導線連接，請給L、N、PE等端口做好清晰、正確的絲印。

　　先從輸入電路①開始，從頭至尾縷縷。

　　我做設計時一般很少精確計算，事實是輸入濾波電路也很難進行精確計算。某些看起來并不太科學(或者并不流行)的設計思路，很多時候往往會非常有用，這也是我發這條帖子的原因之一， 當然了，如果出現明顯錯誤，敬請指出。

　　F1：保險管的壽命受輸入浪涌電壓和浪涌電流的雙重影響，應該盡可能采用慢恢復型保險管，一般是按照最大輸入電流的兩至三倍選取。AC輸入時，浪涌電壓的影響可能要嚴重些。電池輸入(低壓)，如果輸入端抑制不足，浪涌電流對保險管的影響可能要嚴重些。AC輸入時，在工業場合，浪涌電壓也遠比民用場合嚴重，這時防雷器件(參數及結構配置)的設計對保險管的影響尤其突出，必要時還要采用雙(三)保險。相關設計過程可以參考專門針對防雷電路、浪涌電流抑制電路的設計文獻。單保險管要接在L線上，且玻璃管引線封裝最好增加一層熱縮套管，并且在PCB板上標明容量。

　　RT1：熱敏電阻的主要作用是抑制輸入浪涌電流，RT1過大，發熱嚴重。RT1過小，可能會影響到保險管和輸入電解電容的壽命。輸入沖擊電流一般是硬性指標，選擇RT1時一定要仔細的核實最大沖擊電流限制值，如果沒有給出這項要求，可以參考同等功率級別的其他類型產品。在全密封條件下，RT的發熱可能會非常嚴重。另外，如果產品要求低溫啟動測試，RT阻值會變得相當大，很可能導致產品無法正常起機。

　　X電容：60W的產品，采用0.47uF的X電容，比較保險。換句話說，30W的產品，應該采用0.22uFX電容，120W的產品采用1uF的X電容。盡管這種方法沒有什么科學依據，但是確實屢試不爽。如果你喜歡比較有挑戰性的工作，那就另當別論了。X電容與Y電容不同，X電容容量大一點也不會讓其他地方變得更加惡劣。在成本不是主要因素的情況下，對自己好一點，多留條活路。另外，在圖①中，絕大部分人并不認可C4作用，此處存在了很大爭議性。

　　Y電容：Y電容的配置有兩個的，也有四個的;有102的，也有222、472的，有串磁珠的，也有串電阻的，只要EMI都能過，只要泄露電流沒超，都是萬歲!總之五花八門，千奇百怪。這也反映出人們內心對于Y電容充滿深深的恐懼。其實Y電容并沒有錯，性能也較為優良，罪魁禍首都在于磁性材料(共模電感、變壓器)及接地方式，后續分析。

　　MOV1：壓敏電阻的計算方式并沒有統一標準，一旦對實際情況估算錯誤(擊穿電壓偏低)，反而會對產品造成嚴重的危害。在防雷要求不高的民用產品中，一般采用14K471居多，工業場合一般都在500V以上，如14K511，14K561等等。如果你不了解產品的真實用電環境(非居民小區用電)，要盡量避免使用500V以下的壓敏電阻。不同的行業，采取的防雷措施不盡相同，論壇上也討論較少，一定要認真仔細的研究，特別是與多個保險管的配置方面。另外，配置防雷管后，耐壓測試時往往會出現誤動作，這也是讓人頭痛的問題。MOV1需要增加熱縮套管。

　　DB1：小功率產品，選型比較簡單。從散熱的角度考慮，寬范圍60W產品，整流器的最低規格不應該低于2A。在成本不苛刻的條件下，一般采用4A即可。

　　對于某些特殊場合，如存在瞬態高浪涌電壓，整流器的規格應該進一步增大。有種情況很少見(但確實有存在)，有部分工程師選擇輸入電解電容時，會選擇超大的容量(可能是量不大，又是自家用)，而浪涌抑制(熱敏)電阻的規格卻特別小。這時候強大的沖擊電流會對保險管和整流器形成致命的威脅。專業的電源制造公司不會出現這種情況，而非專業制造商，在開發系統配套產品時，由于開發人員經驗不足，又缺乏嚴謹的測試規范，而忽略這些潛在的隱患。

　　共模電感：上面分別給出了三種配置，方案①，這種配置比較多。我們經常看到的情況是：前級一個￠8～￠16的小磁環(30～1000uH)，后級采用一個￠20～￠25的大磁環(15～30mH)，前級作用在高頻，后級低頻，高低搭配剛好合適。方案②，這種情況也較為常見，前后兩個一模一樣的共模線圈，非常美觀。采用這種配置時，為了保證較好的濾波效果(降低分布電容)，每一級的電感量(匝數)不能太高。這樣不僅會降低共模電感的分布電容，繞制工藝也會相對簡單，而且美觀，就是成本較高。方案③，一般對EMI要求較低的產品較多使用，低成本EE型共模電感最為常見。部分對成本要求苛刻的產品中，不少人也會采用單個￠18～25左右的磁環來設計，這需要開發人員具備足夠的經驗及技巧。共模電感的材質、形狀、繞制工藝對濾波效果影響較大，而且EMI濾波元件配置與整機結構也有很大的關系。很多人不曉得如何去計算共模電感值，下面是一種參考方法(適用于中小功率)。

　　100KHZ------30mH

　　1.0MHZ------3.0mH

　　10MHZ-------300uH

　　100MHZ------30uH

　　5.0MHZ------600uH

　　30MHZ-------100uH

　　在傳導測試時，3*F，1MHZ，5MHZ，20～30MHZ這四個點容易出問題。

　　注：1、這種方法，只具有規律性，而沒有科學性;

　　2、共模電感的材質、形狀、繞制工藝對其濾波效果影響非常大;

　　3、共模電感不會飽和(對稱繞制)，但會產生較高的浪涌電壓;

　　4、共模磁環，最好只繞兩層，在磁環繞制工藝方面建議多下點功夫;

　　5、共模濾波的設計原則是如何讓其更有效。

　　(這部分內容容易引起歧義，有時間再補充。如果陸續上傳一些比較實用的資料，應該理解起來較為容易)

　　Cin、Vacmin、Vdcmin之間的秘密 85～265VAC輸入，12V5A輸出。

　　①現實情況：選擇100uF/400V的電解電容，估計不會引起太大爭議。

　　②3uF/W法則：3uF﹡60W = 180uF，考慮到效率因素，選擇220uF。

　　假設環境溫度25℃，60W輸出，85%的效率，Vdcmin計算值如下：

　　(Vdcmin受多種因素影響，下面的數據是采用PI公司的電子數據表格計算出來的，僅供參考)

　　輸入電壓 容量 最小直流電壓 紋波電壓 百分比

　　85VAC 100uF 68VDC 52V 43.3%.

　　85VAC 150uF 89VDC 31V 25.8%.

　　85VAC 220uF 100VDC 20V 16.6%.

　　輸入電壓 容量 最小直流電壓 紋波電壓 百分比

　　90VAC 100uF 79VDC 48V 37.8%.

　　90VAC 150uF 98VDC 29V 22.8%.

　　90VAC 220uF 108VDC 19V 15.0%.

　　輸入電壓 容量 最小直流電壓 紋波電壓 百分比

　　100VAC 100uF 101VDC 40V 28.4%.

　　100VAC 150uF 116VDC 25V 17.7%.

　　100VAC 220uF 125VDC 16V 11.3%.

　　輸入電壓 容量 最小直流電壓 紋波電壓 百分比

　　175VAC 68uF 216VDC 31V 12.5%.

　　175VAC 100uF 227VDC 20V 8%.

　　經典、權威教材無一例外的提到：Vdcmin = Vacmin ﹡ 1.414，實際情況并非如此，那么問題出在哪里?

　　可以肯定的是，這些教材在Vdcmin計算問題上，犯錯的可能性較小。

　　好多人設計產品時，不假思索的引用Vac*1.414，而從來不顧慮到Cin容量的大小。

　　Vdcmin = Vacmin ﹡ 1.414

　　成立的前提條件是------必須定義合理的紋波電壓百分比

　　(紋波電壓百分比 = Vdcmax - Vdcmin / Vdcmax; Vdcmax = Vacmin * 1.414)

　　換句話稅，Cin必須滿足Vdcmin，否則公式不成立。這也是Cin在寬范圍輸入時選取3uF/W，窄范圍輸入選取1uF/W的由來;

　　題外話，很多12V5A的適配器，采用100uF的電解電容，但是其輸入電壓范圍卻是100～265VAC，是這個原因嗎?

　　Cin選取法則：

　　1、寬范圍輸入3uF/W，窄范圍輸入1uF/W;

　　2、寬范圍輸入，確保紋波電壓不高于15%(即保證Vdcmin≈100V);

　　窄范圍輸入，確保紋波電壓不高于20%(即保證Vdcmin≈200V);

　　3、如果Vdcmin不足，增大Cin容量，直至紋波電壓滿足要求;

　　4、如果考慮到壽命因素，Cin需要在此基礎上進一步增大;

　　5、Cin的容量受低溫的影響非常明顯，此時Cin需要在此基礎上進一步增大;