Abstract：The principle and design method of ctive clamped synchronous rectification forward converter are introduced in this article.With the design equation and experimental of Prototype presented,it could be proved that such converter mentioned above were the best topology for the low voltage﹠high current SMPS. Keyword：active clamped forward converter synchronous rectification [b]1 引言 [/b]　　　 　　為了以更低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來越低，瞬態性能指標越來越高，因此對開關電源提出了越來越高的要求。用原有的電路拓撲及整流方式已不能滿足現在的要求，為了適應IC芯片發展的需要，人們開始研究新的電路拓撲。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產品的復雜程度及產品可靠性，同步整流一般選擇自驅動同步整流，能與自驅動同步整流電路較好結合的拓撲大致有三種：有源箝位正激變換器；互補控制半橋變換器；兩級結構變換器。與兩級結構變換器相比，有源箝位變換器和互補控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓撲容易實現軟開關，工作頻率可以更高；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對一次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內變化時，互補控制的半橋電路副邊所得到的驅動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅動MOSFET管。因此，有源箝位自驅動同步整流正激變換器是低壓大電流開關電源必然選擇的電路拓撲。 [b]2　有源箝位同步整流正激變換器的拓撲分析 [/b]　 　　有源箝位同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩態運行時，一個開關周期內的主要參量波形如圖2。一個開關周期內大致可分為四個運行模式，即：1）to 圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖[/align] 　　1 模式1 （t0 圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形[/align] 　　有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向對稱磁化狀態，提高了磁芯的利用率，箝位電容的穩態電壓隨開關占空比而自動調節，因而占空比可大于0.5；Vo一定時，主開關管ֻ輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內，能夠適應輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。 3 電路參數的設計與計算公式 　　主電路拓撲如圖1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF。控制芯片選用UC3823N實現PWM控制，控制芯片檢測開關電流加上斜波信號（由PWM輸出信號14腳生產）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號經取樣電阻分壓和誤差放大器補償產生一輸出信號（3腳），此信號與7腳信號比較后產生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅動器UC1707產生兩列互補驅動且死區可調的脈沖驅動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數設計，尤其是電壓補償器及斜波補償的選擇將使系統穩定可靠地工作。 　　經理論分析及實踐，在設計有源箝位同步整流正激變換器時，需要計算各種參數，在實踐過程中，總結了一套如何設計變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當的裕度，以保證電源的可靠性。 　　（1）變壓器的初級匝數N1 　　　　　　　　　　　　　　　　　 N1=U·D·104/f·△Bm·Ac 　　其中　U為輸入電壓；D為占空比； f為開關頻率；△Bm為磁感應增量；Ac為磁芯的有效面積。 　　（2）變壓器的次級匝數N2 　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　N2=N1·Vo/D 　　　　 　　其中　Vo為輸出電壓。 　　　 　　（3） 初級電感量Lprim的確定 　　　　　　 　　　　　初級電感量Lprim由下式決定 　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　 Lprim=uo·ua·N12·Ae/le 　　　　　　 　　式中，uo為真空磁導率；ua是振幅磁導率；N1是初級繞組匝數；Ae是磁芯的有效截面積；le是有效磁路長度。 　　（4）　輸出電壓 　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　 Vo=D·Vin·N1/N2 　　（5） 輸出電感L和電容C的計算 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 L=2.5R/f 　　取IL（peak）=1.1Io 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C=△IL/8f△Vo 　　　　　　　　　　　　　　　　　　ESR（max）=△Vo/△IL 　　其中 △IL=0.2Io 　　（6） 導線的參數 　　　　導線的截面積與線徑d 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Sm=Ii/J 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　di=1.13Sm1/2 　　其中　Ii為各繞組電流有效值（A）；J為電流密度，它是根據銅損計算出來的，根據工程實踐經驗，導線的電流密度在自然風冷時選擇2-4（A/mm2）,而在強制風冷時選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。 　　計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響。當導線直徑大于2倍趨膚深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當用n股導線并繞時，每股導線的直經din按下列公式計算： 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 din=di/n1/2 　　銅線的趨膚深度△有以下經驗公式： 　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 △=66.1/f1/2 　　用上述公式計算△后，與di相比較，在di大于2△時，應采用多股導線并繞，n的大小以din不大于2△為好。 4 同步整流技術存在的問題及解決方案 　　　 　　同步整流技術的基礎是應用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開關具用雙向導通的特性。這一特性使得含有同步整流技術的變換器，在使用中產生了下述問題。 　　 4.1 應用同步整流的變換器并聯運行的問題 　　　　 　　同步整流技術一般應用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流技術的變換器并聯使用，當并聯的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達到一定值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓高的變換器負荷，結果沒有達到并聯增大負載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導致MOSFET的電壓應力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設計了電壓調整端，輸出電壓在一定范圍內連續可調，如用戶需要并聯運行，只需將電壓精準地調整一致即可。 　　 4.2 效率問題 　　　　 　　在輕載條件下，使用二極管整流器的變換器會進入電流不連續工件模式（DCM），但對于使用了同步整流技術的變換器，由于MOSFET的雙向導通性，使得負載電流繼續反向流過輸出電感，并形成環路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實現高效率。另外，當輸入電壓變化時，效率也會發生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻 7中有詳細的論述及解決方案。 5 實驗結果 　　　　 　　應用以上分析的電路拓撲及電路參數設計了一臺二次電源模塊，樣機的參數如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開關頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態電阻Rds僅為6mΩ。在輸入電壓為48V時，滿載效率為85％。經小批量生產及電路參數的微調，產品的各方面性能均達到要求，現已開始批量生產。 6 結論 　　本文介紹了有源箝位自驅動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數及計算公式，采用這種電路拓撲，能很好的實現低壓大電流開關變換器。這種方案實現了高效率ֻ高可靠性，又實現了低壓大電流的輸出，滿足了IT行業發展的需要，所以這種方案具有極大的市場應用價值。 參考文獻 （1）Ionel Dan Jitaru,George Cocina.High Efficiency DC-DC Converter,APEC’94 （2）Wojcieh A.Tabisz,Fred C.Lee and Dan Y.Chen,A MOSFET Resonant Synchronous Rectifier for High-frequency DC/DC Converter,PESC,1990. （3）Liaan Y C, Orugant R,Oh T B. Design considerations of power MOSFET for high frequency synchronous rectification. IEEE Trans on Power Electronics,1995,10（3）. （4）Teruhiko KOHAMA,Tamotsu　NINOMIYA,　Masahito SHOYAMA. Abnormal Phenomena Caused by Synchronous Rectirers in Parallel-module DC-DC Converter System.IEEE APEC’1998 Record：1225-1229. （5）H.tanaka,T.Ninomiya,YoOkabe,T.Zaitsu.Low Noise Characteristics of a ZVS-PWM Controlled Serie Resonant Converter with Active Clamp and Synchronous Rectification . IEEE APEC’99 Record, Vol.1:146-152,May 1999. （6）張占松，蔡宣三，開關電源的原理與設計. 電子工業出版社，1999. （7）瞿成明，王慧貞，有源箝位ZVS-PWM控制串聯諧振變換器中提高同步整流效率的研究. 電源技術應用，2002，10：28-32. （8）張興柱，衛星用多輸出精密直流開關穩壓電源系統. 電源世界，2002，2：22-25. （9）劉軍，嚴仰光等，采用同步整流的有源箝位正激變式DC/DC變換器的研究.第十四屆全國電源技術年會論文集.北京，2001，9. （10）王浩等，低電壓大電流同步整流技術的現狀及發展，電源技術應用，2002，9：56-59. （11）趙良炳，現代電力電子技術基礎，清華大學出版社，1995.