0　引言 　　交流調(diào)速和各種工業(yè)電源等電力電子裝置已成為電力系統(tǒng)的重要的諧波源。諧波對電力系統(tǒng)很不利，它一方面會消耗大量的無功儲備，另一方面又會導(dǎo)致系統(tǒng)中電力元件損耗增加和保護裝置誤動作，嚴重影響系統(tǒng)及電力裝置的安全經(jīng)濟運行［1，2］。 　　利用外接濾波裝置降低接在電網(wǎng)中的各種電力電子裝置對電網(wǎng)注入或吸收的諧波功率，是當前消除大功率電力電子裝置諧波電流的主要手段。無源濾波器（PF）因其成本低、技術(shù)成熟，仍然是目前采用的主要方法。但是，它存在著許多不足之處，如：諧振頻率和濾波特性強烈地依賴于元件和電網(wǎng)參數(shù)，因此，只能對主要諧波進行濾波，并且LC參數(shù)的漂移將導(dǎo)致濾波特性的改變。此外，電網(wǎng)與濾波器之間還可能存在串并聯(lián)諧振。而利用并聯(lián)有源電力濾波器（APF）消除諧波也存在一定的局限性：當負載諧波電流含量大時，這種APF裝置的容量也必須很大；只適合于對電感性負載的補償；三相逆變器輸出直接承受電網(wǎng)電壓。 　　將無源濾波器和有源濾波器結(jié)合起來，可以降低補償系統(tǒng)的成本，這方面的工作包括：利用無源網(wǎng)絡(luò)設(shè)計新型諧波注入電路［3～5］，使APF不直接承受電網(wǎng)電壓或負荷基波電流；讓PF分擔大部分諧波的方法［6～9］；利用APF改善PF的濾波特性等。1988年P(guān)eng等人提出串聯(lián)APF加并聯(lián)PF的混合有源濾波器結(jié)構(gòu)［8］，在這種結(jié)構(gòu)中，APF對諧波呈現(xiàn)高阻抗，而對工頻呈現(xiàn)低阻抗，因此APF相當于一個電源和負載之間的諧波隔離裝置，電網(wǎng)的諧波電壓不會加到負載和PF上，負載的諧波電流也不會流入電網(wǎng)。這種方法可以充分利用裝置已配接的PF，非常適用于一般的電力電子裝置的諧波抑制。本文基于上述結(jié)構(gòu)，提出了一種新型復(fù)合受控源方案，即受控源同時受電網(wǎng)側(cè)諧波電壓和負載側(cè)諧波電流的控制，從而利用有源濾波器諧波對消的原理抑制電網(wǎng)側(cè)諧波電壓的影響，利用有源濾波器可變電阻的原理抑制負載側(cè)諧波電流的影響。同時提出了一種簡單的串并聯(lián)諧振的無源濾波器網(wǎng)絡(luò)，限制了無源濾波器的旁路基波電流，而在主要諧波頻率范圍內(nèi)，則為諧波電流提供了一個相對低阻抗的支路，簡化了混合有源濾波器的結(jié)構(gòu)。 [b]1　新型串聯(lián)混合有源濾波器的設(shè)計 [/b]　　補償系統(tǒng)的總體框圖如圖1所示。 　　圖1 混合有源濾波器的整體控制框圖 　　Fig.1 The control block diagram of the hybrid active power filter（HAPF） 　　圖中虛線框為控制電路部分，由三相對稱正弦波形產(chǎn)生電路、三相逆變電路直流側(cè)電容電壓反饋控制電路、諧波計算電路及控制器等部分組成。控制電路產(chǎn)生門極驅(qū)動信號，控制三相逆變電路，產(chǎn)生諧波電壓，通過耦合變壓器串聯(lián)到電網(wǎng)和負載之間。鎖相環(huán)（PLL）和EPROM為諧波計算電路提供標準的正弦和余弦信號，并產(chǎn)生脈寬調(diào)制（PWM）電路的三角載波信號。 　　利用dq變換計算諧波電流，框圖如圖2所示。dq變換將基波正序分量變換到dq坐標中為直流量，用低通濾波器可將其分離。通過dq反變換，即可得到基波正序有功電流分量及無功電流分量，從而可得諧波電流分量［10］。這種方法由于不必從瞬時功率的概念出發(fā)，在計算諧波時省去了對電壓的檢測，從而消除了諧波電壓或電壓的負序、零序分量對諧波電流計算的干擾［11］。 　　 圖2 利用dq變換計算諧波電流的框圖 　　 Fig.2 Harmonic ciecuit calculation diafram by dq transfirmation 　　 圖2中，3/2變換矩陣C以及dq變換矩陣D分別為： 　　電容電壓反饋控制的目的是，維持有源濾波器的逆變電路的直流側(cè)電容電壓在有源濾波器工作時基本為恒定值。由于APF在電路中只用于諧波抑制，不提供平均有功功率，因此APF直流側(cè)電源可用一個直流電容代替。但是由于電路工作時要產(chǎn)生熱損耗，這將使電容電壓下降，另外負載諧波突變會引起電容電壓波動，因此必須有電容電壓控制。 　　在圖1中，混合有源濾波器的控制器選用比例調(diào)節(jié)器K（s）=K,本文選K=2。在設(shè)計無源濾波器時，令K=0，可以得到電網(wǎng)側(cè)的基波電流is及負載側(cè)的諧波電流iLh的表達式。顯然為了使is盡量等于負載電流的基波分量，｜ZF（ω0）｜必須足夠大，而為了使負載側(cè)諧波電壓盡量小，｜ZF（ω）｜又必須盡量小，并且為了取得預(yù)期的諧波抑制效果，必須滿足K｜ZF+Zs｜。分析表明，K過大將引起系統(tǒng)不穩(wěn)定，所以K不可能很大，這就意味著｜ZF（ω）｜必須相對較小。若采用5次、7次和高次濾波器相并聯(lián)的無源濾波器，則能保證無源濾波器支路對主要的諧波分量提供足夠小的阻抗［7］。當然，也可選用C型高通濾波器［12］。 　　本文提出的混合有源濾波器采用一種簡單的串并聯(lián)諧振的無源濾波器結(jié)構(gòu)，如圖3所示。其中Lr1，C在基波頻率處諧振，而Lr1，Lr2，C在6次諧波頻率處諧振。對基波頻率，ZF（ω0）由于并聯(lián)諧振，具有足夠大的阻抗，濾波器支路相當于開路。對諧波頻率，由于有源濾波器的作用，ZF（ω）的狹窄的低阻抗頻帶被拓寬。其YF（s）為： 　　 圖3 無源濾波器結(jié)構(gòu) 　　 Fig.3 Cinfiguration of the proposed passive filter（PF） 　　通過改變R可以改變?yōu)V波器的品質(zhì)因數(shù)。但是額外的串聯(lián)電阻將增加濾波器的損耗，因此在實際應(yīng)用中，R是電抗器的內(nèi)阻抗，R較小意味著頻帶寬度很窄。由于串聯(lián)了有源濾波器，有源濾波器對諧波相當于電阻，所以在濾波器支路中，等效的阻尼電阻很大，約等于K，從而保證了混合濾波器的諧波帶寬。無源濾波器參數(shù)設(shè)計公式由串并聯(lián)諧振頻率得到： 　　表1列出了3組不同的濾波器參數(shù)，其對應(yīng)幅頻特性如圖4所示。 　表1　濾波器參數(shù) 　　[table][tr][td]濾波器 [/td][td]Lr1/mH [/td][td]Lr2/mH [/td][td]C/μF [/td][td]r[sub]1[/sub] [/td][/tr][tr][td]1 [/td][td]20.0 [/td][td]0.57 [/td][td]507 [/td][td]0.01 [/td][/tr][tr][td]2 [/td][td]19.0 [/td][td]0.80 [/td][td]368 [/td][td]0.04 [/td][/tr][tr][td]3 [/td][td]9.5 [/td][td]0.40 [/td][td]740 [/td][td]0.03[/td][/tr][/table] 　 　圖4　無源濾波器的Y（s）幅頻特性 　　 Fig.4　The amplitude-frequency characteristics 　 　of the passive filter 　　 考慮變壓器的作用，電流傳遞函數(shù)由 　　 給出，其中HI′（s）可由圖5所示電路推導(dǎo)得出。 　　 圖5 考慮變壓器影響的諧波等效電路圖 　　 Fig.5 Harmonic equivalent circuit with considered coupling transformer 　　設(shè)耦合變壓器的原副邊電感及互感分別為L1，L2和M，則Vch=sL2 Ish-sMIh′,忽略三相逆變電路開關(guān)諧波和電路延遲，則三相逆變電路可以等效為受控電壓源，開關(guān)電路及變壓器的損耗用電阻R上的損耗代替，則可得： 　　則 　　雖然在正常工作時，變壓器副邊側(cè)主要流過基波電流，諧波電流很小，但是變壓器的參數(shù)確實對系統(tǒng)的特性有所影響。特別在本文的有源濾波器電路中，由于變壓器的分布參數(shù)的影響，系統(tǒng)在高頻部分較差的濾波特性將得到改善。 [b]2　新型串聯(lián)混合有源濾波器的仿真分析 [/b]　　基于上述分析和設(shè)計，對該混合有源濾波器系統(tǒng)進行了仿真。仿真中采用的參數(shù)如下。 　　a.系統(tǒng)參數(shù)。電網(wǎng)相電壓：基波為220 V，相電壓的5次諧波分量為5%；電網(wǎng)頻率：50 Hz；系統(tǒng)阻抗：Ls=100　μH,Rs=2　mΩ。 　　b.控制單元參數(shù)：電流控制放大倍數(shù)K=2。 　　c.諧波計算單元Butterworth濾波器截止頻率為20 Hz。 　　d.無源濾波器參數(shù)：L1=19　mH,C=533　μF,L2=0.544 mH。 　　圖6（a）負載電流含有5次（70%I1）、7次（80%I1）、11次（10%I1）、13次（10%I1）、17次（10%I1）諧波；圖6（b）電網(wǎng)電壓有輕微畸變，含有5次、7次諧波。由圖6可見，補償后電網(wǎng)側(cè)負載電流基本達到正弦波形。補償前電網(wǎng)側(cè)負載電流畸變率ATHD=108%，補償后ATHD=4.6%，其中5次、7次、11次、13次諧波得到有效抑制。 　　 圖6　利用混合APF補償后的波形及頻譜圖 　　 Fig.6　Waveforms and frequency spectrum 　　 of the proposed hybrid active power filter 　　圖7是無源濾波器的等效串聯(lián)電阻r對系統(tǒng)HI（s）幅頻特性的影響，由圖可見，系統(tǒng)的濾波特性與無源濾波器的品質(zhì)因數(shù)關(guān)系不是很明顯。 　 　圖7　無源濾波器（PF）的等效串聯(lián)電阻r 　　 對系統(tǒng)HI（f）幅頻特性的影響 　　 Fig.7　The HI（f） characteristics effected 　　 by the equivalent series resistance r of the PF 　　圖8顯示了有源濾波器（APF）控制器的電流控制放大系數(shù)K對系統(tǒng)HI（s）幅頻特性的影響。圖中，曲線1對應(yīng)K=0不加APF補償系統(tǒng)的幅頻特性。加入電流補償后，當K=2及K=6時，對應(yīng)圖中的曲線2及曲線3。由圖可見，諧波電流在較寬廣的范圍內(nèi)都得到了有效的抑制，K越大，濾波效果越好。而在基波頻率處，由于無源濾波器處于并聯(lián)諧振狀態(tài)，基本不流過基波電流。 　　 圖8　APF的K對系統(tǒng)HI（f）幅頻特性的影響 　　 Fig.8　The influence of K on HI（f） of HAPF 　　 APF的容量可用｜IL1｜｜KIsh｜估算，一般約為補償對象容量的2%～3%。 [b]3　結(jié)語 [/b]　　對提出的新型混合有源濾波器的理論分析和仿真研究結(jié)果表明，其諧波抑制特性與無源濾波器的品質(zhì)因數(shù)關(guān)系不十分明顯。雖然電流控制放大系數(shù)K越大，濾波效果越好，但是K值也不宜過大，否則可能引起系統(tǒng)不穩(wěn)定。對負載電流的畸變率ATHD為108%的非線性負載，用該新型混合有源濾波器進行補償，仿真結(jié)果表明，當K=2時，補償后，網(wǎng)側(cè)電流的ATHD可下降到4.6%，其中5次、7次、11次、13次諧波可得到明顯的抑制。 [b]參考文獻 [/b]　　［1］吳競昌，孫樹勤，宋文南.電力系統(tǒng)諧波.北京：水電出版社，1988 　　［2］唐統(tǒng)一.電力系統(tǒng)諧波.徐州：中國礦業(yè)大學(xué)出版社，1991 　　［3］王兆安. 電力半導(dǎo)體變流電路.北京：機械工業(yè)出版社，1993 　　［4］錢照明，葉忠明，董伯藩.諧波抑制技術(shù).電力系統(tǒng)自動化，1997，21（10）：48～54 　　［5］金海明.交流變頻器輸出諧波抑制技術(shù)：〔博士學(xué)位論文〕.杭州：浙江大學(xué)，1996 　　［6］Akagi H, Fujita H. 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