傳統的開關電源就像是交流電網上的非線性負載，電源的輸入端均使用橋式整流器和緊接大容量濾波電容器，它的峰值充電效應產生的高次諧波電流從輸電線輻射出去而污染電網。功率因數校正PFC（Power Factor Correction）是十幾年電源技術進步的重大領域，它的基本原理就是從電路上采取措施，使電源輸入電流實現正弦波，并與輸入電壓保持同相位，正弦化就是要使其諧波為零，兩波形同相位就實現了功率因數PF=l的目標。　　本文基于功率因數校正芯片UC3854設計了一臺輸出電壓為400V，輸出功率為1000W的功率因數校正器。文中討論了該樣機的設計方法和工作原理。并就輸入電流諧波失真的問題給出了分析，試驗結果表明，所設計的樣機運行可靠，性能基本達到設計指標。 l 工作原理 　　圖l給出了所設計的用平均電流控制的Boost功率因數校正器電路原理圖。 　　主電路整流橋輸出電壓ui為正弦波的絕對值，流經R5得相似電流波形，加到乘法器的B輸入端，乘法器輸出電流為 　　當輸入電壓一定時，A和C為常數，imo的波形與B相似。A和C的數值緩慢變化時，不影響imo的波形，imo在R2上的電壓降UR2=imoR2=Upref。Upref既是波形控制環路的基準電壓，其波形也是正弦波的絕對值。輸入電流i的取樣電路是一個小電阻R1，取樣電壓為Uis=iR1。取樣電壓與基準電壓比較得到的誤差電壓 　　當波形誤差放大器和主電路兩者的電壓總增益足夠大時，誤差電壓△UE極小，可以忽略，故有 　　可見輸入電流i的波形和乘法器輸出電流imo的波形相似。當PWM信號波為高電平時，開關管導通，輸入 電感電流增大到大于[img=120,119]http://cms.cn50hz.com/files/RemoteFiles/20090204/874490006.jpg[/img]時，PWM信號波變為低電平，開關管截止，這樣占空比得到控制從而調節輸入電流使之跟隨輸入電壓波形。 　　為更好地改善輸出穩壓性能和動態相應速度，還加設了電壓前饋乘方功能，由圖可知，乘法器C端的值正比于U2，即C∝U2，而B正比于U，即B∝U，所以[img=479,110]http://cms.cn50hz.com/files/RemoteFiles/20090204/874490007.jpg[/img]的值隨輸入電壓的減小而增大，故輸入功率[img=329,107]http://cms.cn50hz.com/files/RemoteFiles/20090204/874490008.jpg[/img]常數。即輸入功率可以保持恒定。 2 分析設計 　　2．1 電感器的選擇 　　對于平均電流型控制的UC3854，允許升壓級在連續或斷續工作模式之間移動，而其性能不變。電感值根據低輸入電壓時半個正弦波頂部的峰點電流來選擇，或根據此處輸入電壓和開關頻率的占空因數選擇。關系式如下： 　　本試驗中L=0．45mH。由于鐵粉芯材料具有磁導率小、線性度高、飽和磁密大、工作頻率范圍寬的特點。所以廣泛應用于功率因數校正電感的設計。在本設計中電感的選用性價比較高的鐵粉芯材料，原邊16匝，副邊4匝。 　　2．2 輸入電流諧波失真的分析 　　下面對輸入電流的畸變原因做出相應的理論分析： 　　電流基準信號imo為 　　其中，iac為乘法器輸入電流，Kd為除法器比例系數，Uvea為電壓誤差放大器輸出電壓，Kg為平方器比例系數，Uff為前饋電壓。 　　通過分析Boost功率因數校正器控制原理可知，輸入電流的波形主要取決于電流基準信號的波形（基波），因此，分析輸入電流的諧波失真可轉化為分析imo的諧波，實際上，由于Uin是個含有二次諧波（占基波66％）的“饅頭”波電壓，故Uff和Uvea中的電壓紋波（低頻）均是兩倍電網頻率的二次諧波。 　　如果假設Uvea和Uff中的二次諧波含量幅值均為平均的1％，即Uvea和Uff表示為 　　上式說明：輸出電壓誤差放大器輸出中如含有1％的二次諧波，則在電流基準信號中產生0．5％的三次諧波電流，前饋電壓中如含有1％的二次諧波電壓，則在電流基準信號中產生1％的三次諧波電流分量。 　　2．3 電壓控制環 　　電壓控制環由電壓誤差放大器和升壓級組成，其作用是保證輸出電壓穩定，其結構如圖2所示。 　　2．4 電流控制環 　　電流控制環由電流誤差放大器、PWM比較器和功率級組成，它通過開關管的占空比迫使輸入電流跟蹤輸入電壓，其控制系統結構如圖4所示： 　　電流控制環的傳遞函數為： 　　其中功率級傳遞函數為： 　　電流誤差放大器的結構圖如圖5所示： 　　其傳遞函數為： 　　2．5 輕載時輸出電壓飄升問題的解決 　　在本試驗過程中發生了這種現象：輕載或者空載時，變換器的輸出電壓緩慢飄升，發生這種現象的基本原因在于電流運放的輸入電壓失調上，最簡單的解決辦法是在電流放大器的3腳、4腳間并聯一個大電阻，即加上一點直流反饋，將輸出的正電平送一點到反相輸入端以補償失調。 　　但是，這種簡單方法也有缺點：本來電流運放在輕載時需要正電平補償，重載時不需要補償，可是直流反饋偏置的結果卻是負載越重，電流運放輸出越高，因而補償更重。當反饋過大時，將限制電流運放的輸出高電平幅度，從而限制了PWM調制器的最大輸出脈寬，這樣將影響整個PFC電路的輸入電壓調節能力，即當輸入交流較低、同時負載也較重時，輸出電壓可能達不到額定值。較好的解決辦法為增加電流運放的附加偏置，如圖6所示，圖中R1為兆歐級數值的電阻，R2可根據情況適當加以調整，通過分壓電路給反相端4腳加一個固定的偏置，這樣就解決了上述反饋偏置的缺點。 3 試驗結果 　　設計了一臺試驗樣機，輸入電壓為80V到270V，輸出電壓為400V，最大輸出功率1000W，主電路升壓電感0．45mH。檢流電阻為0．05Ω，輸出電容為470μF。圖7給出了輸入端電壓和電流的波形。圖8給出了電感側電壓波形。圖9給出了輸出電壓波形。圖10給出了開關管驅動信號波形。 4 結論 　　實驗結果表明，本文所設計的基于UC3854的功率因數校正器，其性能指標達到設計要求，控制電路設計明顯簡化。基于該芯片的卓越控制能力和極低的價位，為提高中小功率的開關電源的功率因數和抑制諧波污染提供了一條可行的技術途徑。