徐甫榮：男，江蘇無錫人。1946年生，1970年畢業于西南交通大學電機工程系發電廠電力網及電力系統專業。退休前任國家電力公司熱工研究院自動化所總工程師，享受國家特殊津。主要從事火電廠熱工自動化和交直流電機調速拖動及電機節能技術的研究工作。退休后，曾任深圳市微能科技公司、廣大中山明陽公司、深圳市科陸變頻器高級技術顧問。專著“高壓變頻器調速技術應用實踐”一書。08-09年，擔任國家多個高壓大功率變頻器調速驅動系統招標文件的制定和評標工作。2012å¹´11月至今任北京四維技能技術有限公司總工程師。

1價格走勢
    CD：這幾年高壓變頻價格上的走勢是？目前高壓變頻器的平均價格大約維持在多少萬元/KW？這種趨勢主要原因是？未來幾年這一走勢將持續么？

    å¾ï¼šé«˜å£“變頻器的價格走勢就像其它電子類產品一樣，肯定是越來越低；特別是最近這幾年，由于生產企業越來越多，所以價格競爭越來越激烈，目前國內高壓變頻器的平均價格大約在300å…ƒ/kW左右，而在上世紀90年代，高壓變頻器剛剛進入工業領域時，其價格高達3000å…ƒ/kW！除了市場競爭的因素外，技術的進步，器件的降價等也是導致高壓變頻器價格下降的重要原因。估計這種趨勢還將繼續一段時間，要到高壓變頻器行業實現了兼并重組，將大部分企業淘汰出局以后，市場價格才有望穩定。

2服務趨勢
    CD：目前大部分用戶產品訂單是否還是通過招標方式進行？除技術價格外，影響行業用戶購買決策因素還有哪些？國內外廠商在服務上有著怎樣的區別？

    å¾ï¼šæ˜¯çš„。除了技術和價格因素之外，國家的產業調整政策也起到了決定性的作用，很多企業限產停產，造成企業購買力下降。

    å”®åŽæŠ€è¡“服務一直是國內廠商的強項，也是爭取訂單的主要法寶，主要體現在響應的及時性，還有可延長的質保期等。

3產品和技術趨勢
    CD：您如何看待2014通用高壓變頻器和高性能高壓變頻器兩大系列產品的發展。

    å¾ï¼šç”±äºŽé€šç”¨é«˜å£“變頻器市場競爭激烈，利潤越來越薄，導致大部分高壓變頻器企業都快要撐不住了，所以為了企業的發展，都會轉向開發高性能高壓變頻器產品，但是在相當長的一段時間內，國內的高壓變頻器廠家還是以通用高壓變頻器為主。

    CD：您如何看待多重化變頻器、三電平及電流源型高壓變頻目前的發展趨勢。各自有何優劣勢？

    å¾ï¼šç›®å‰é«˜å£“變頻器在世界上不象低壓變頻器一樣具有成熟的一致性的拓撲結構，而是限于采用目前有限電壓耐量的功率器件，又要面對高壓使用條件的情況下，國內外各變頻器生產廠商八仙過海，各有高招，歸納起來主要有兩種技術：一是采用低耐壓器件的多重化技術，再就是采用高耐壓器件的多電平技術。

1多重化技術
    å¤šé‡åŒ–技術就是每相由幾個低壓PWM功率單元串聯組成，各功率單元由一個多繞組的隔離變壓器供電，用高速微處理器實現控制和以光導纖維隔離驅動。多重化技術從根本上解決了一般6脈沖和12脈沖變頻器所產生的諧波問題，可實現完美無諧波變頻。圖1為6KV變頻器的主電路拓撲圖，每相由5個額定電壓為690V的功率單元串聯，因此相電壓為690V×5=3450V，所對應的線電壓為6000V。每個功率單元由輸入隔離變壓器的15個二次繞組分別供電，15個二次繞組分成5組，每組之間存在一個12°çš„相位差。圖2中以中間△接法為參考（0°ï¼‰ï¼Œä¸Šä¸‹æ–¹å„有兩套分別超前（+12°ã€+24°ï¼‰å’Œæ»¯åŽï¼ˆ-12°ã€-24°ï¼‰çš„4組繞組。所需相差角度可通過變壓器的不同聯接組別來實現。

圖16KV變頻器的主電路拓撲圖

圖2輸入移相變壓器的連接方式

    åœ–1中的每個功率單元都是由低壓絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）構成的三相輸入，單相輸出的低壓PWM電壓型逆變器。功率單元電路見圖3。每個功率單元輸出電壓為1、0、-1三種狀態電平，每相5個單元疊加，就可產生11種不同的電平等級，分別為±5、±4、±3、±2、±1å’Œ0。圖4為一相合成的正波輸出電壓波形。用這種多重化技術構成的高壓變頻器，也稱為單元串聯多電平PWM電壓型變頻器。采用功率單元串聯，而不是用傳統的器件串聯來實現高壓輸出，所以不存在器件均壓的問題。每個功率單元承受全部的輸出電流，但僅承受1/5的輸出相電壓和1/15的輸出功率。變頻器由于采用多重化PWM技術，由5對依次相移12°çš„三角載波對基波電壓進行調制。對A相基波調制所得的5個信號，分別控制A1~A55個功率單元，經疊加可具有11級階梯電平的相電壓波形，它相當于30脈波變頻，理論上19次以下的諧波都可以抵消，總的電壓和電流失真率可分別低于1.2%å’Œ0.8%，堪稱完美無諧波（PerfectHarmony）變頻器。它的輸入功率因數可達0.95以上，不必設置輸入濾波器和功率因數補償裝置。變頻器同一相的功率單元輸出相同的基波電壓，串聯各單元之間的載波錯開一定的相位，每個功率單元的IGBT開關頻率若為600HZ，則當5個功率單元串聯時，等效的輸出相電壓開關頻率為6KHZ。功率單元采用低的開關頻率可以降低開關損耗，而高的等效輸出開關頻率和多電平可以大大改善輸出波形。波形的改善除減小輸出諧波外，還可以降低噪聲、du/dt值和電機的轉矩脈動。所以這種變頻器對電機無特殊要求，可用于普遍籠型電機，且不必降額使用，對輸出電纜長度也無特殊限制。由于功率單元有足夠的濾波電容，變頻器可承受-30%電源電壓下降和5個周期的電源喪失。這種主電路拓撲結構雖然使器件數量增加，但由于IGBT驅動功率很低，且不必采用均壓電路、吸收電路和輸出濾波器，可使變頻器的效率高達96%以上。

圖3功率單元電路

圖4五功率單元串聯輸出電壓波形

2多電平技術
    æˆ‘國標準中壓電壓等級為6KVå’Œ10KV，若直接變頻，即使用4.5KV~6KV耐壓的功率器件，仍需串聯使用，使器件數量增加，電路復雜，成本增加，可靠性大為降低。為了避免功率器件的串、并聯使用，世界上很多公司致力于開發高耐壓、低損耗、高速度的功率器件。如西門子公司研制的HV-IGBT耐壓可達4.5KV，ABB公司研制的新型功率器件一集成門極換流晶閘管（IGCT），耐壓可達6KV，并在致力于研制耐壓9KVçš„IGCT器件。在研制高耐壓器件的同時，對變頻器的主電路拓撲的研究也有所突破，多電平技術就是使用有限耐壓的功率器件，直接應用于6KV電壓的主電路拓撲技術。圖5是ABB公司ACS1000åž‹12脈沖輸入三電平高壓變頻器的主電路結構圖。

圖5三電平IGCT變頻器主電路結構圖

圖6三電平PWM變頻器輸出線電壓波形圖

    æ•´æµéƒ¨åˆ†é‡‡ç”¨12脈沖二極管整流器，逆變部分采用三電平PWM逆變器。由圖5可以看出，該系列變頻器采用傳統的電壓型變頻器結構，通過采用高耐壓的IGCT功率器件，使得器件總數減少為12個。隨著器件數量的減少，成本降低，電路結構簡潔，從而使體積縮小，可靠性更高。

    è‹¥é‡‡ç”¨6KV耐壓的IGCT，變頻器輸出電壓可達4.16KV，采用5.5KV耐壓的IGCT，變頻器輸出電壓可達3500V，將Y型接法的6KV中壓電動機改為△接法，剛好適用此電壓等級，同時也滿足了IGCT電壓型變頻器對電機的絕緣等級提高一級的要求，因此這個方案可能是最經濟合理的。若要輸出6KV電壓，還必須進行器件串聯。由于變頻器的整流部分是非線性的，產生的高次諧波將對電網造成污染。為此，ACS1000系列變頻器的12脈波整流接線圖中，將兩組三相橋式整流電路用整流變壓器聯系起來，其初級繞組接成三角形，其次級繞組則一組接成三角形，另一組接成星形。整流變壓器兩個次級繞組的線電壓相同，但相位則相差30°è§’，這樣5次、7次諧波在變壓器的初級將會有180°çš„相移，因而能夠互相抵消，同樣的17、19次諧波也會互相抵消。這樣經過2個整流橋的串聯疊加后，即可得到12波頭的整流輸出波形，比6個波頭更平滑，并且每個整流橋的二級管耐壓可降低一半。采用12相整流電路減少了特征諧波含量，由于N=KP±1（P為整流相數、K為自然數、N為特征諧波次數）。所以網側特征諧波只有11、13、23、25次等。如果采用24脈波整流電路，網側諧波將更進一步被抑制。兩種方案均可使輸入功率因數在全功率范圍內保證在0.95以上，不需要功率因數補償電容器。

    è®Šé »å™¨çš„逆變部分采用傳統的三電平方式，所以輸出波形中會不可避免地產生比較大的諧波分量，這是三電平逆變方式所固有的。因此在變頻器的輸出側必須配置輸出濾波器才能用于普通的籠型電動機。同樣由于諧波的原因，電動機的功率因數和效率都會受到一定的影響，只有在額定工況點才能達到最佳的工作狀態，隨著轉速的降低，功率因數和效率都會相應降低。

3兩種類型變頻器的性能比較
    ç¾å°å¤šé‡åŒ–變頻器（CSML）和三電平（中性點鉗位）變頻器（NPC）進行性能比較，兩種高壓變頻器各有優缺點，分別體現在以下各方面：

    â‘ å™¨ä»¶æ•¸é‡
    ä»¥6KV輸出電壓等級的變頻器為例，采用NPC方式，逆變器部分需36個耐壓為3300V的高壓IGBT，或者采用24個耐壓為5000Vçš„IGCT。采用CSML方式，需要15個功率單元，共計60個耐壓為1700V的低壓IGBT。從器件的數量上看，CSML方式要多于NPC方式，但CSML方式采用的是低壓IGBT，相對于高壓功率器件而言，低壓器件的技術更加成熟、可靠，成本也較低。

    â‘¡å‡å£“問題
    å‡å£“問題（包括靜態均壓和動態均壓）是影響高壓變頻器可靠性的重要因素，采用NPC方式，當輸出電壓等級較高（如6KV）時，單用12個器件不能滿足耐壓要求，必須采用器件直接串聯，器件直接串聯必然帶來均壓問題，失去三電平結構在均壓方面的優勢，大大影響系統的可靠性。采用CSML方式，不存在均壓問題，唯一存在的問題是當變頻器處于快速制動時，電動機處于發電制動狀態，機械能轉化為動能，導致單元內直流母線電壓上升，各單元的直流母線電壓上升程度可能存在差異，但這個問題很容易解決，通過檢測功率單元直流母線電壓，當任何單元的直流母線電壓超過某一閾值時，自動延長減速時間，以防止直流母線電壓“泵升”，即所謂的過電壓失速防止功能，這種技術在低壓變頻器中被廣泛采用，非常成功。

    â‘¢å°é›»ç¶²çš„諧波污染和功率因數
    ç”±äºŽCSML方式輸入整流電路的脈沖數超過NPC方式，前者在輸入諧波方面的優勢是明顯的，因此在綜合功率因數方面也有一定的優勢。

    â‘£è¼¸å…¥æ³¢å½¢
    NPC方式輸出相電壓是三電平，線電壓是五電平。而6KV等級的CSML方式輸出相電壓為11電平，線電壓為21電平。而且，后者的等效開關頻率（6KHZ）大大高于前者，所以后者在輸出波形質量方面優勢也是明顯的。

    â‘¤dv/dt
    NPC方式的輸出電壓跳變臺階為一半的高壓直流母線電壓，對于6KV輸出變頻器而言，為4000V左右，CSML方式輸出電壓跳變臺階為單元的直流母線電壓，不會超過1000V，所以二者在輸出dv/dt方面的差距也是明顯的。

    â‘¥ç³»çµ±æ•ˆçŽ‡
就變壓器與逆變電路而言，NPC方式和CSML方式的效率非常接近，但考慮到輸出波形的質量的差異，若采用普通電機，前者必須設置輸出濾波器，后者不必。而濾波器的存在大約會影響效率0.5%左右。若采用特殊變頻電機，兩種變頻器的效率基本接近，但由于輸出波形方面的優勢，采用CSML方式時，電機運行效率相對較高。但由于IGBT導通壓降大，效率較低，而IGCT則損耗較小，因而器件效率較高。

    â‘¦å››è±¡é™é‹è¡Œ
    NPC方式當輸入采用對稱的PWM整流電路時，可以實現四象限運行，可用于軋機、卷揚機等設備；而CSML方式則無法實現四象限運行，只能用于風機、水泵類負載。

    â‘§å†—余設計
    NPC方式的冗余設計很難實現。而CSML方式可以方便地采用功率單元旁路技術和冗余功率單元設計方案，大大地有利于提高系統的可靠性。

    â‘¨å¯ç¶­è­·æ€§
    é™¤äº†å¯é æ€§ä»¥å¤–，可維護性也是衡量高壓變頻器優劣的一個重要因素，CSML方式采用模塊化設計，更換功率單元時只要拆除3個交流輸入端子和兩個交流輸出端子，以及一個光纖插頭，就可抽出整個單元，十分方便。而NPC方式就不那么方便了。

    ç¶œä¸Šæ‰€è¿°ï¼Œä¸‰é›»å¹³é›»å£“源型變頻器結構簡單，且可做成四象限運行的變頻器，應用范圍較寬。如電壓等級較高時，采用器件直接串聯，帶來均壓問題，且存在輸出諧波和dv/dt等問題，一般要設置輸出濾波器。在電網對諧波失真要求較高時，還要設置輸入濾波器。多重化PWM電壓源型變頻器不存在均壓問題，且在輸入諧波輸出諧波及dv/dt等方面有明顯的優勢，但只能二象限運行。

    å¾žè² è¼‰é¡žåž‹è€Œè¨€ï¼Œå°äºŽé¢¨æ©Ÿã€æ°´æ³µç­‰ä¸€èˆ¬ä¸è¦æ±‚四象限運行的設備，CSML變頻器有較大的應用前景；對軋機、卷揚機等要求四象限運行的設備而言，適合采用NPC型變頻器。從電壓等級來看，在目前的電力電子功率器件的耐壓水平下，考慮到器件串聯帶來的均壓問題，6KV以上電壓等級（含6KV），宜優先考慮CSML方式。

    4電流源型高壓變頻技術
至于電流源型高壓變頻器，由于變頻器的控制方式與電動機的參數有關，使得現場調試比較困難，因此使用場合受到限制。

    ç›®å‰æˆ‘國的高壓變頻器主要用于風機水泵和壓縮機節能目的，以單元串聯多電平型為主，只有在高性能使用場合，才使用三電平變頻器和電流源型高壓變頻器。